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“香港科技大學 ENTERPRIZE 戰隊在 Robomaster 2024 中超級電容控制器的技術方案，硬件軟件完全開源。感覺又回到了熱血沸騰的大學時代！”

Made with KiCad 系列將支持新的展示方式。直接將以下鏈接復制到瀏覽器中（或點擊“閱讀原文”查看）：

https://www.eda.cn/ecadViewer/viewerPage/?xmlId=710119fc-7fe0-4464-aba9-bcd920a25e89&fileZip=%2Fdata%2Fdesign%2Fdemo%2F710119fc-7fe0-4464-aba9-bcd920a25e89.zip 即可動態查看設計的原理圖、PCB、3D 及 BOM，查詢設計中器件、走線、焊盤的屬性詳情。還可以在原理圖中與AI小助手互動，幫您更高效地學習設計細節：

繼承 RM2023 開源 RM2024超級電容設計總體繼承了 ENTERPRIZE 在 RM2023 的超級電容方案開源，選用了相同的硬件拓撲與軟件架構。

可以通過鏈接訪問RM2023超級電容開源：

https://github.com/hkustenterprize/RM2023-SuperCapacitor

相較RM2023開源的項目，本項目最大的特點便是體積縮小了非常多，且功率得到了提升。

方案概覽

靈感源自2021賽季大連理工大學凌BUG戰隊的開源，電路方案如下：

電源‖底盤電機?雙向可控功率模塊?超級電容

底盤電機直接連接到電源，超級電容和一個雙向可控功率模塊共同構成一個可控的功率補償系統，憑借高速的功率閉環控制動態對底盤功率進行削峰填谷，從而實現超級電容的能量緩沖。

為便于理解，在此舉例。

假設底盤功率限制為60W，電池電壓為20V，超級電容處于半充滿狀態。

若此時底盤電機電流為2A，即底盤電機功率為40W，則雙向可控功率模塊將使用1A電流對超級電容充電，即充電功率為20W。將多余功率緩存在超級電容中。

若此時底盤電機電流為5A，即底盤電機功率為100W，則雙向可控功率模塊將使用2A電流對超級電容進行放電，此時放電功率為40W。利用超級電容中的能量補償底盤功率。

若此時底盤電機電流為-2A，即底盤電機功率為-40W，則雙向可控功率模塊將使用5A電流對超級電容進行充電，此時充電功率為100W。即動能回收的過程。該方案具有如下幾個主要優點：

并聯接入底盤電機母線，即使系統工作異常，只需要及時切斷電路（關斷MOS管/保險絲熔斷等），底盤仍可繼續正常工作。

無論電容剩余能量如何，底盤電機的母線電壓都能保持相對穩定，約等于電源電壓，能夠給電機提供良好的工作環境。

可以主動限制動能回收的電流，允許部分浪涌電流倒灌回電池，防止損壞超級電容組。

通過簡單的代碼邏輯，可在底盤電源切斷時立即關斷系統輸出，在機器人陣亡后保存電容能量，同時避免違反規則。

該方案的顯著缺點如下：

采用數控方案，對嵌入式程序設計，控制系統設計要求較高，稍有不慎即可能損傷硬件。（我們調試時曾不慎將輸出電壓升至100V以上）

采用并聯方式被動補償功率，若底盤電控不加以合理限制，仍有超功率風險。

電學原理 升壓與降壓 首先回顧經典的升壓電路與降壓電路。為方便理解，假設此處所有DC-DC電路均工作在CCM（連續導通）模式下，MOSFET（場效應管）為理想MOSFET，忽略死區時間，RDSon等。

Buck降壓。下圖左側為非同步Buck電路，肖特基二極管起到為電感續流的作用。右側為同步Buck電路，用MOSFET替代了二極管，帶來了更低的壓降與更靈活的控制。同步Buck電路中，CCM模式下，MOSFET經過控制，能夠在電流正向的時候導通、反向的時候斷開，實現了二極管的功能。

通過伏秒平衡定律可推導Buck電路在CCM模式下的輸入輸出電壓關系VoutVin=D，其中Vout為輸出電壓，Vin為輸入電壓，D為上管導通時間占整個PWM周期的占空比。

Boost升壓。下圖左側為非同步Boost電路，MOSFET對地導通時為電感充能，二極管在此處起到續流和防倒灌作用。右側為同步Boost電路。用MOSFET替代二極管，在適當的控制下實現了二極管的功能。

通過伏秒平衡定律可推導Boost電路在CCM模式下的輸入輸出電壓關系VoutVin=1D，其中Vout為輸出電壓，Vin為輸入電壓，D為上管導通時間占整個PWM周期的占空比（注意是上管）。

雙向升降壓

同樣的，假設一切條件全部理想，將Buck電路的前半段與Boost電路的后半段相連，我們可得到如下的四開關雙向Buck-Boost電路。觀察可見，此電路為對稱結構。

假設電流從左往右流動

若將RIGHT_H常導通，RIGHT_L常斷開，而LEFT_H和LEFT_L繼續使用如上的Buck電路控制策略，則等效電路圖如下圖。這就是完全等效于Buck的拓撲，此時可將電路看作同步Buck，可實現將左側電降壓后提供給右側。

若將LEFT_H常導通，LEFT_L常斷開，而RIGHT_H和RIGHT_L繼續使用如上的Boost電路控制策略，則等效電路如下圖。這就是Boost的拓撲，此時將電路看作同步Boost即可實現將左側電升壓后提供給右側。

第三種情況是需要的左電壓與右電壓相近。此時實際應用中由于最大占空比以及死區時間等限制，很難單獨使用Buck或者Boost拓撲生成所需電壓比。于是考慮用Buck控制策略控制左半橋，用Boost控制策略控制右半橋，此即為buck-boost電路。在任意時刻（瞬時），電路可視為Buck電路或Boost電路。（此處省略了一些細節，如為了防止兩邊的下管同時導通，左右兩邊的上管占空比應相互制約，同時相位也應錯開）此時，無論是使用疊加原理還是通過伏秒平衡定律，我們都可以得到如下結果VleftVright=DrightDleft，其中，Dleft為左側上管占空比，Dright為右側上管占空比。

假設電流從右往左流動

由于電路完全對稱，顯然，僅需將Buck與Boost顛倒過來，即可實現與上述完全相同的效果，在此不做過多贅述。

經過同樣的推導，我們仍然得到此結果VleftVright=DrightDleft。

總結

在控制這個四開關雙向Buck-Boost電路時，實際上不需要區分電路到底是Buck還是Boost，也不需要關注電流的流向等，只需給予兩個半橋合適的占空比，即可獲得想要的左右電壓之比。

這種不對電流流向做限制，強制上下管交替導通的控制方式被稱為FPWM（強制脈寬調制）模式。由于實現此控制模式的硬件較為簡單，本設計采用此控制模式進行控制。

注意：Buck與Boost的互相轉換只在同步Buck/同步Boost中起作用。

硬件設計

外觀

功率板（下板）設計要點

下板即是功率板 Power Board ，材質為鋁基板。帶有MOSFET、驅動電路、扁線功率電感、固態電容等。利用鋁基板加強散熱，使得超級電容控制模塊可以持續輸出20A以上大電流而保持不過熱。

主功率回路

主功率回路是四個MOS組成的 Buck-Boos t電路，可以雙向電流升降壓。使用SMF10A TVS來保護MOS的柵極受到可能的靜電或振蕩導致的擊穿。SMF10A的熔斷電壓為20V，不超過BSC066N06的Vgs上限。

Layout方面，采用了對稱的U形設計，并且能夠確保：

a) 高dI/dt回路可以盡可能?。ㄈ鐖D，半橋的VPP和GND幾乎貼在一起了）。近處使用100nF 0603的MLCC電容減小寄生電感對高頻噪聲的阻礙，遠處再并聯10uF 1206的MLCC提供較低頻率噪聲需要的電容值。這樣可以最小化開關導致的EMI問題。 b) SW面積盡可能小，減小耦合噪聲 c) 并聯了貼片固態電容，能夠在比較高的電壓下接替MLCC來保持足夠的濾波容值。且固態電容雖然成本較高，但是性能優越，不易燒毀、內阻很小。 d) 大電流部分開窗上錫至于SW節點的振蕩，經測試正常開關的情況下振蕩不大，不會影響其他部分。且用RC Snubber嘗試之后發現并不能顯著地優化振蕩，因此取消了RC阻尼電路。

二極管 同時，也有嘗試過在四個MOS上各并聯肖特基二極管。為了面積考慮，使用SR1060L直插二極管直接搭棚并聯于MOS上方。經過測試，能夠比較顯著地提升在輕載（大約1A電流下）的效率：從97%提升至97.3%。而重載下則沒那么顯著。探究波形后發現，肖特基二極管的并聯可以在死區較大的情況下讓電流不經過MOS的體二極管而經過壓降更小的肖特基二極管，因此提高效率。然而在重載下，一方面MOS的關斷、開啟波形變得更加陡峭，體現為死區更小；并且大電流下肖特基二極管的功耗損失也大。因此呈現如上結論。

最終綜合表現與PCB面積、加工難度等，選擇了不并聯二極管。

MOS驅動電路

MOS的驅動也是很重要的一環。

選用TI的UCC272x1系列芯片，能夠提供較高的驅動電流且能夠用自舉電容來打開半橋上管。原理圖比較簡潔，理論上不需要額外的電路。同時，為了滿足“100%常開上管”的需求（為了提升單獨Buck/單獨Boost時的效率），將驅動芯片的HB網絡與開關電路的SW引腳引出。用排針連接到上板，在上板上接入隔離12V DC-DC模塊，實現能夠提供持續的電壓差用來打開上管MOS。隔離驅動需要的電流很小，因此接入一個電阻用來限流、防止靜電等。 MOS驅動芯片為MOS的柵極充放電，在高速的應用下電流很大、需要極小的寄生電感。因此這版功率電路的設計中將MOS驅動芯片也放置在了下板上，非?？拷麺OS。

雖然鋁基板上的Layout比較困難，有些回路很難做到完美，但是總體帶來的收益是較大的。

一側的MOS驅動電路 Layout方面優先將BootStrap電容與芯片盡可能靠近。而后讓柵極到芯片的連線盡可能短（相對來說線路粗細反而關系不大）以減小振蕩。

采用1206的10uF 50V去耦電容，因為擔心0603封裝的電容的寄生內阻太大、或受到DC偏置影響較大，導致芯片瞬間進入低壓保護而出錯。

控制板（上板）設計要點

上板即是 Control Board ，材質為FR4四層板，負責控制，帶有MCU、信號調理電路、電流感應放大器電路、CAN 通信電路，以及相應的輔助供電電路等。

供電

24V轉10V與5V采用RY8411作為供電芯片。RY8411為同步Buck，在42V耐壓下能夠提供最大1A的電流，效率較高，足夠我們的使用場景。 Pin2Pin的Buck芯片有很多，例如JW5026。經過測試，對于比較惡劣的輸入電壓環境（典型如熱插拔高壓供電線），RY8411能夠承受更高的電壓尖峰而不燒毀。 RY8411有輕載PSM模式，理論上紋波的表現相較于FPWM模式會差一些。然而一方面電路設計中使用了足夠多、足夠大的電容來濾波，且STM32F334在運行中的電流能夠使其進入CCM模式中，因此實際測試中紋波表現并不差，5V供電紋波大約為110mV，12V供電大約為88mV。

為了應對功率電路可能出現的EMI干擾、以及插拔導致的電壓尖峰，在A側與B側進入控制板后又經過了一次磁珠濾波。

電流路徑

電流采樣與保險絲均位于上板。采樣分別有：

a) 自裁判系統電源管理模塊輸出->其他所有設備，稱為IReferee

b) DCDC變換器A側輸入/輸出電流，稱為IA

c) DCDC變換器B側輸入/輸出電流，稱為IB，同時也是給電容組充電的電流

有了這三路采樣便足夠實現我們需要的功能。保險絲則分別設立于A與B側輸入/輸出，特點是即使超級電容控制模塊完全失效、保險絲斷開，底盤依舊可以接收來自裁判系統電源的輸入。確保了比賽中極端情況下機器人的基礎功能可用性。

TVS保護控制模塊的輸入電容與輸入DCDC芯片，避免過壓擊穿。

電流采樣放大器

去年的設計中使用了INA186。其原因主要是當時難以買到INA240（2022/23年，INA186價格大約為3元/片，INA240則有可能達到幾十元/片），從成本考慮上選擇了INA186。

今年則不一樣，一方面INA240變得比INA186還便宜，同時INA240出色的PWM抑制功能相較INA186優勢非常顯著。且不需要Bias電源（因為INA240內置分壓電阻，簡單連接即可得到1.65V電壓源）的特性大幅簡化了設計。細節上，選擇了最低增益倍數的版本INA240A1，不僅因為它的價格一般最低，且低增益的放大器一般具有更高的帶寬。修改了采樣電阻為2mR，這樣在3.3V的電源軌當中能夠實現 ±40A 的電流量程?？紤]到機器人底盤的瞬間爆發，這個大小之下的控制是有意義的。

Layout方面，需要注意采樣電阻的開爾文接法，即ISense+與ISense-兩路信號不能與其他信號共用PCB路徑。且兩路信號的線路形成的面積盡可能小，為了防止可能的電磁干擾。