介紹的是一個簡單的模型，可用于精確預(yù)測由于PLL系統(tǒng)中的電荷泵和/或運算放大器泄漏電流引起的參考雜散電平。知道如何預(yù)測這些電平有助于在PLL系統(tǒng)設(shè)計的早期階段明智地選擇環(huán)路參數(shù)。

PLL的快速回顧

鎖相環(huán)（PLL）是一種負(fù)反饋系統(tǒng)，可鎖定較高頻率器件（通常為壓控振蕩器，VCO）的相位和頻率，其頻率和頻率在溫度和時間上不是非常穩(wěn)定，而是更穩(wěn)定和更低頻率的器件（通常溫度補償或恒溫控制晶體振蕩器，TCXO或OCXO）。作為黑盒子，可以將PLL視為倍頻器。

當(dāng)需要高頻本振（LO）源時，使用PLL。示例應(yīng)用很多，包括無線通信，醫(yī)療設(shè)備和儀器。

圖1顯示了用于生成LO信號的PLL系統(tǒng)的構(gòu)建模塊。 PLL集成電路（IC）通常包含所有時鐘分頻器（R和N），相位/頻率檢測器（PFD）和電荷泵，由兩個電流源ICP_UP和ICP_DN表示。

將兩個信號的頻率按其各自的整數(shù)分頻器（分別為N和R）分頻后，將VCO輸出與參考時鐘（此處為OCXO輸出）進(jìn)行比較。 PFD模塊控制電荷泵以fPFD速率吸收或提供電流脈沖進(jìn)入環(huán)路濾波器，以調(diào)整VCO調(diào)諧端口（V_TUNE）上的電壓，直到時鐘分頻器的輸出頻率相等且同相。當(dāng)它們相等時，可以說PLL被鎖定。 LO頻率通過以下等式與參考頻率f REF 相關(guān)：

f LO = N / R * f REF

圖1所示的PLL稱為整數(shù)N PLL，因為反饋分頻器（N分頻器）只能采用整數(shù)值。當(dāng)此分頻器可以采用整數(shù)和非整數(shù)值時，該循環(huán)稱為小數(shù)N分頻PLL。這里的重點僅在整數(shù)N個PLL上，因為不同的機制在小數(shù)N分頻PLL中起作用。

整數(shù)N分頻器非理想性

PLL IC為系統(tǒng)提供了自己的非理想性，主要是相位噪聲和雜散。

相位噪聲

圖1的PLL系統(tǒng)充當(dāng)參考時鐘相位噪聲的低通濾波器，并作為VCO的高通濾波器。低通和高通濾波器截止頻率由PLL的環(huán)路帶寬（LBW）定義。理想情況下，LO相位噪聲遵循轉(zhuǎn)換為LO頻率的參考時鐘（即，乘以N / R）直到LBW并隨后跟隨VCO的相位噪聲。 PLL IC的噪聲貢獻(xiàn)會提升過渡區(qū)域的相位噪聲。

圖2是PLLWizard生成的相位噪聲圖，PLLWizard是凌力爾特公司的免費PLL設(shè)計和仿真工具。該圖顯示了總輸出相位噪聲（TOTAL）以及由于參考（RF上的REF）和VCO（RF上的VCO）引起的輸出的單個噪聲?？梢栽谕怀鲲@示的區(qū)域輕松看到IC的噪聲貢獻(xiàn)。

雜散

圖1所示電源上的任何不需要的信號（V_OCXO，V_CP和V_VCO）可以轉(zhuǎn)換為LO信號上的雜散（雜散）。仔細(xì)設(shè)計這些耗材可以大大減少甚至消除這些刺激。然而，電荷泵相關(guān)的馬刺是不可避免的。但是，通過仔細(xì)的PLL系統(tǒng)設(shè)計可以減少它們。這些雜散通常被稱為參考雜散，但這里的參考并不意味著參考時鐘頻率。相反，它指的是fPFD。由整數(shù)N PLL產(chǎn)生的LO信號在fPFD及其諧波處具有雙邊帶雜散。

例如，圖3顯示了2.1GHz LO信號的頻譜。 fPFD為1MHz（N = 2100），參考時鐘為10MHz（R = 10）。環(huán)路帶寬為40kHz。作為旁注，值得一提的是，由于凌力爾特公司的超低噪聲和寄生PLL IC LTC6945的高性能，此測量中實現(xiàn)的雜散電平是世界一流的。

參考雜散的原因

在穩(wěn)態(tài)操作中，PLL被鎖定，理論上，不再需要使用圖1的ICP_UP和ICP_DN電流源在每個PFD周期中。然而，這樣做會在循環(huán)響應(yīng)中產(chǎn)生死區(qū)，因為小信號環(huán)增益（實際上是開環(huán)）顯著下降。通過強制ICP_UP和ICP_DN在每個PFD周期期間產(chǎn)生極窄的脈沖來消除該死區(qū)。這些通常被稱為反間隙脈沖。這會在fPFD及其諧波上產(chǎn)生VCO調(diào)諧線上的能量含量。負(fù)反饋無法抵消這些脈沖，因為這些頻率超出了正確設(shè)計的PLL的環(huán)路帶寬。然后，VCO通過這種能量內(nèi)容進(jìn)行頻率調(diào)制（FM），并且相關(guān)的雜散出現(xiàn)在fPFD及其諧波處，全部以LO為中心。

在反間隙脈沖之間，電荷泵電流源是關(guān)（三重）。固有地，電荷泵在三態(tài)時具有一些漏電流。由于運算放大器的輸入偏置和偏移電流，在有源環(huán)路濾波器（如圖7中）中使用運算放大器引入了另一個漏電流源。這些不需要的電流的總和，無論是源電流還是漏電流，都會導(dǎo)致環(huán)路濾波器兩端的電壓漂移，從而導(dǎo)致VCO的調(diào)諧電壓發(fā)生漂移。環(huán)路的負(fù)反饋將通過每個PFD周期從電荷泵引入單極電流脈沖來校正該異常，使得平均調(diào)諧線電壓從VCO產(chǎn)生正確的頻率。脈沖在fPFD處產(chǎn)生能量，這也會導(dǎo)致雜散以LO為中心，并被fPFD及其諧波所抵消，如前所述。

在整數(shù)N分頻PLL中，由于系統(tǒng)的頻率步長要求，fPFD通常選擇相對較小。這意味著與PFD周期相比，抗間隙脈沖寬度，特別是當(dāng)前的高速IC技術(shù)，非常小。因此，大的漏電流導(dǎo)致總電荷泵脈沖是單極性的并且往往是參考雜散的主要原因。這種現(xiàn)象將得到更深入的研究。