在過去幾年中，SiC MOSFET 在高壓 (>600V) 和大功率應用中占據主導地位。熱導率、高臨界場、大大提高的開關效率以及在其表面形成二氧化硅的能力等優勢使其能夠在關鍵工藝、設計和可靠性方面得到改進，從而使其能夠在一些高增長應用中大規模使用，例如在用于車載充電器、牽引逆變器和直流到直流轉換器、光伏逆變器、電機控制、運輸系統和電網的電動汽車。

早在 1990 年代，關于 GaN 的大多數研究都集中在藍色和最終白色 LED 和激光器的制造上。約 3.4 eV 的直接帶隙，通過金屬有機 CVD (MOCVD) 產生的異質結層形成具有 Al、In、P 和量子限制的四元層的能力為此奠定了基礎。然后利用這項工作來利用高電子遷移率晶體管 (HEMT) 中實現的高電子遷移率和飽和速度來制造遠優于其硅對應物的射頻器件。正是在 RF MMIC 領域，GaN PoweHEMT 工藝和設計技術得到了顯著改進，如今，它們構成了一些重要的通信、雷達和電子戰設備的主干，其中一些設備的額定頻率超過或等于 RF X - 頻帶頻譜（8.5 至 11 GHz）。

這些射頻設備的電壓范圍通常在 <200V 范圍內。橫向 HEMT 器件相對于垂直 V-DMOS 具有天然的缺點，通常用于SiC MOSFET 以創建 HV 器件（代表性器件橫截面見圖 1 (a) 和 1(b)）。柵極和漏極之間的橫向漂移區中的高表面電場通常會限制高電壓限制，并且在塑造/降低電場的場板技術方面的一些進步將允許提高該額定值。

圖 1 (a) GaN Power HEMT 器件結構和圖 1 (b) SiC VDMOS 器件結構

表 1 列出了 SiC 和 GaN 的一些關鍵材料特性。

表 1：SiC MOSFET 和 GaN Power HEMT 的一些關鍵材料特性。BFOM 是 Baliga 品質因數

應該注意的是，盡管文獻中引用的體 SiC 遷移率要高得多（~ 700 到 1000 cm2/Vs），但在 MOSFET 中獲得的遷移率要低得多，盡管這是由于 SiC/SiO2 處的陷阱位點界面。在形成器件傳導通道的 AlGaN/GaN 界面處形成的二維電子氣 (2-DEG) 上觀察并報告了 GaN Power HEMT 列出的遷移率。

從最初對射頻器件的關注開始，在 GaN 晶體管方面取得了巨大進展，以提供 HV 功率 FET 范圍內的器件。Transphorm、ST Microelectronics、GaN Systems、Cambridge、Innoscience、GaN Power International 和 Texas Instruments 等多家公司提供額定電壓為 650V 或更高的器件。從電壓的角度來看，這達到了一些 EV 應用的最佳位置，例如 2 級車載充電器 (OBC) 和其他長期以來被認為屬于 SiC 領域的應用。GaN 提供更低的終端電容和更高的遷移率，允許器件縮放和更快、更高效的開關。沒有 pn 結也不會導致開關的反向恢復損失。傳熱和封裝成為關鍵限制，現在很多研究都集中在改善這一點。

下面的圖 2 和圖 3 說明了 GaN 在這些應用中的擴展空間。

圖 2：GaN 在 SiC 功率 FET 領域的成長空間

圖 3：GaN Power HEMT 的電壓與頻率空間使用情況

GaN 的生長通常在 SiC 或 Si 襯底上進行。緩沖層有助于緩解晶格失配造成的壓力。RF GaN 制造商通常選擇 GaN on SiC 方法，以利用 SiC 對高功率密度放大器的卓越熱能力。功率 FET 行業選擇了 GaN on Si 方法。硅襯底提供了一種更便宜的方法，也為 200 毫米晶圓制造提供了一條更簡單的途徑。Innoscience 在中國的 8 英寸 GaN on Si Fabs 已經證明了這一點。

GaN Power HEMT 器件自然是耗盡模式器件（或 d 模式：常開，需要負 Vgs 才能關閉）。對于大多數功率 FET 應用，增強模式（或 e 模式：常關，0V 應關閉器件）行為是必不可少的。為此，使用了兩種不同的方法。一方面，可以使用 p 型 GaN 或 AlGaN 柵極來修改勢壘高度，在該層下方創建一個耗盡區，從而創建一個常關器件。這種方法受到許多人的青睞，用于生產 e-mode HEMT 器件。另一種方法是將 LV Si-MOSFET 與 GaN 器件串聯，如圖 4 所示。

兩種方法之間存在權衡。雖然單 e-mode 器件使用更簡單，并聯器件的復雜性更低，并提供出色的電容和反向恢復特性，但問題是由于 p-AlxGayN 的特性，很難實現遠高于 1.5V 的閾值電壓層。這使門容易受到開關噪聲和雜散器件行為的影響。

圖 4：級聯排列的 GaN d 模式 HEMT

使用共源共柵方案獲得了更加穩健的柵極，Vt 處于有利的≥ 2.5V 范圍內。較高的柵極裕度可以實現更直接的柵極驅動器。

為了比較設備行為以及每種方法的優缺點，下面的表 2 中給出了參數分析。在此分析中，選擇了四個器件，兩個 SiC MOSFET 和兩個 GaN Power HEMT。所有四個都具有大約 650V 的最大 Vds 工作電壓和大約 20 mOhms 的 25C Rdson 額定值。兩個 GaN 器件標記為 G1 和 G2，而 SiC 器件標記為 S1 和 S2。此外，器件 S2 和 G2 使用相同的封裝，因此在這種情況下可以忽略封裝引起的某些 AC 特性的差異。

表 2：2 個 SiC 器件 S1、S2 與 2 個 GaN 功率 HEMT 器件 G1、G2 的參數比較

關注的參數以黃色突出顯示，有利的參數以綠色突出顯示。顯而易見的是，具有單一 e 模式器件的 G1 提供了 GaN 的一個關鍵優勢，即沒有反向恢復電荷 Qrr。然而，高得多的 I gss柵極泄漏也突出了較差的柵極裕度。另一方面，G2 具有良好的柵極裕度，與 SiC 非常相似，但 Qrr 相應增加。

通常，較低的柵極電荷 Qg 在兩種 GaN 功率 HEMT 中都突出顯示。這可以顯著改進硬開關應用。

表 2 中突出顯示的 GaN 的一個明顯缺點是 Rdson 的溫度系數較差，在 150C 時 ≥ 25oC Rdson 的兩倍。也有人認為，如果目標是滿足某個 150oC 的 Rdson，則 GaN 器件實際上必須在 25oC 時有多余的裕量，并相應增加芯片尺寸和柵極/輸出電容。Rdson 的增加使得更并行的設備方法更加關鍵。由于寄生元件種類繁多，特別是在級聯排列中，并聯 GaN 器件可能會帶來挑戰。具有自適應控制的集成柵極驅動器可能是一種可能的解決方案。

審核編輯 黃昊宇