1.引言

隨著單端反激變換器在高頻高壓場合的應用,變壓器寄生參數的控制對電路的正常運行以及性能優化尤為關鍵。文中對變壓器分布電容對電路的影響進行了透徹分析,給出了一般性的模型,并以高輸入電壓低輸出電壓場合為例,對該模型進行了等效處理,繼而詳細分析了分布電容對電路工作產生的影響,歸納出有意義的結論,并基于以上研究,提出控制寄生參數的工程方法,并通過實驗驗證了文中分析的正確性及抑制方法的實用性。

隨著應用場合輸入、輸出電壓等級的提高,以及為適應小型化要求而采用更高開關頻率的發展趨勢下,反激變換器的正常運行及性能優化越來越受到其變壓器寄生參數的限制。變壓器的寄生參數主要是漏感和分布電容。很多研究人員對該變換器中變壓器漏感已作了詳實的研究,得出很多有意義的結論。本文主要針對變壓器另一重要的寄生參數———分布電容對電路工作的影響進行研究,探討變壓器漏感與分布電容的有效控制措施及合理匹配方案,從而優化整機性能。首先給出計及漏感和分布電容的變壓器模型,繼而給出了變壓器分布電容對電路工作的影響,分析了具體的工作模態,從而歸納出一些有意義的結論。基于以上研究,提出控制寄生參數及合理匹配漏感和分布電容的措施。

2 .設計及分布電容的變壓器模型

很多文獻在討論變壓器寄生參數對反激變換器整機工作的影響時,只對漏感進行了詳細的討論,而忽略了分布電容的影響,這在開關頻率相對較低情況下尚可接受,但隨著開關頻率的提高及輸入輸出電壓等級的提高,分布電容對整機工作的影響程度會大大增加,采用只考慮漏感的變壓器模型已無法準確預測變換器的工作情況及解釋實際工作中出現的一些特殊現象,必須采用同時考慮漏感和分布電容的變壓器模型,來逼近真實情況。

有一篇文章中（《R Piieto , R Asensi , J A Cobos , et al. Model of the capacitiveeffects in magnetic components [ A ] . PESC 1995 [ C ] .Atlanta , GA , USA , 1995. 6782683.》）給出四種僅考慮分布電容時的變壓器模型,這些模型具有不同的精度,適用于開關電源的EMI 傳導分析,并不適合于實際電路分析。采用有限元分析方法,進行數值求解可獲得較精確的變壓器模型,但計算量較大。經過對比分析,本文認為變壓器模型較為適用于工程應用分析,其中兩繞組的變壓器可以用圖1 所示的二端口網絡表示。變壓器模型由電感、電容、電阻和一個兩繞組的理想變壓器組成。其中,Ls1 、Ls2 、Lm 分別表示原副邊漏感和磁化電感; R1 、R2 、Rm 分別代表與原副邊銅損及變壓器鐵損相對應的折算阻值,這三個參數均與開關頻率有一定關系。Cs1 、Cs2 分別代表原邊、副邊的匝間電容, Cs12 代表原邊繞組與副邊繞組之間的分布電容。

作為機內輔助電源,反激變換器較多地應用于輸入高壓、輸出低壓的場合,在原理分析及設計中,上述模型可作進一步的等效簡化處理。因原邊匝數一般較多,常繞成多層結構,原邊繞組等效分布電容和漏感均較大,而對于高壓輸入,開關轉換時分布電容儲能變化較大,對變換器產生的影響也較大。而副邊匝數一般較少,等效分布電容和漏感均較小,且輸出低壓,分布電容儲能變化較小,相應產生的影響也較小,故忽略副邊繞組的寄生參數。從而得到圖2 所示的簡化等效模型。

3.分布電容對反激變換器的影響

文中以圖3 所示RCD 箝位反激變換器在DCM工作模式下的情況為例,分析變壓器分布電容對高壓高頻反激變換器的影響,給出主要工作模態分析。

在分析之前,作如下假設: (1) 箝位二極管D1為理想器件,所有電感、電容均為理想元件; (2) 輸出濾波電容Co 足夠大。

計及分布電容和漏感后,變換器每周期共有圖4 所示的5 個主要工作模態, 圖5 給出主要工作波形。

(1) 模態1 [ t0～ t1 ]

開關管S 開通之前,變壓器繞組電壓電流為零, Cs 儲能為零, S 承受的電壓為VDS = Vin 。t = t0時刻, S 導通,等效分布電容Cs 兩端電壓將發生變化,電容Cs 通過開關管充電,在輸入電壓一定時,充電電流幅值取決于開關管的開通速度。至t = t1時刻,開關管完全導通,即Cs 兩端電壓等于Vin 時,原邊電流才開始線性上升。如圖4 (a) 所示。

(2) 模態2 [ t1～ t2 ]

如圖4 (b) 所示,在t1 ～ t2 時段內,開關管S 處于通態,原邊電流線性上升,磁化電感儲存能量。

(3) 模態3 [ t2～ t3 ]

如圖4 (c) 所示, t2 時刻, S 管關斷,但由于Ls和Cs 之間的能量交換以及S 管結電容充電,Lm 中的磁化電流不能迅速傳遞到副邊,具有一定的延遲時間。在此期間內,變壓器原邊漏感會產生幅度很高的反電勢,如果不對它進行吸收,它會與變壓器初級線圈之間的分布電容進行來回充放電,即產生高頻振鈴。加上RCD 箝位網絡后,由于箝位電容C 充電時與變壓器初級線圈之間的分布電容并聯, C 的作用會使產生振鈴的頻率大大降低,幅度也降低。此能量轉換過程將一直持續到t3 時刻,等效分布電容充電至VCs = - Vo/n。

(4) 模態4 [ t3～ t4 ]

t3 時刻,等效分布電容充電至VCs = - Vo/n ,副邊二極管導通,變壓器磁化電流線性下降。在此模態中原邊開關管S 承受的電壓為: VDS = Vin + Vo/n ,直至t4 時刻,Lm 中能量傳遞結束。

(5) 模態5 [ t4～ t5 ]

t4 時刻,磁化電感能量釋放完畢,副邊二極管關斷。繞組分布電容與漏感、功率管漏源寄生電容發生諧振,VCs 、VDS波形出現振蕩,其振蕩衰減過程與電路阻尼程度有關。

由上分析可見,高頻高壓反激變換器中變壓器分布電容對電路的影響可以歸納為:

(1) 原副邊繞組的寄生電容會對電路產生影響。在繞組電壓發生變化時,分布電容中的能量發生變化,就會在變壓器內部和主電路回路中產生高頻的振蕩環流,使變壓器和功率器件的損耗增加,并且產生高頻電磁輻射。如果采用峰值電流控制,采樣到的原邊電流波形的正確性直接影響到變換器的閉環穩定性。

(2) 變壓器繞組電壓越高,分布電容儲存的能量越大,在開關管導通瞬間,這部分能量瞬時流動,在變壓器內部及主電路中產生較大電流尖峰,影響開關管工作的可靠性。所以,應對變壓器分布電容進行合理控制。

(3) 開關管開通速度越快,繞組電壓的變化速度就越快,從而繞組分布電容中的能量流動也會越快,形成較大電流尖峰。開關管開通速度較慢,雖然能夠減小分布電容引起的電流尖峰幅值,但會使尖峰持續時間變長,為此需采用較大的濾波元件,造成電流的相移,不利于系統閉環設計。為此必須合理設計驅動電路,控制開關管開通速度,使其與電路其他參數匹配。

4.減小變壓器分布電容影響的控制方法

減小變壓器分布電容影響的控制方法主要從變壓器的工藝設計來考慮,可以采用Z 型繞法、分段式繞法或蜂窩式繞法,這些方法都可不同程度地減少變壓器的分布電容 ,但這些繞制工藝都相對復雜,而且會降低窗口利用率。而且當變壓器采用常規繞法,分布電容已經很小時,再通過改善繞法來減小分布電容的效果已不明顯。而且這些工藝方法都有一個共同特點,即在減小分布電容的同時,漏感可能會稍有增大,如果一味地減小分布電容必然導致漏感增加,這種做法不能為電路正常工作所允許,又會出現新的問題。

除了采用改進變壓器繞制工藝的方法來減小分布電容之外,仍可考慮從提高電路的抗干擾方面著手改進,峰值電流控制型變換器采用斜坡補償,可以使性能得到很大改善。峰值電流控制是一種固定時鐘開啟、峰值電流關斷的控制方法。誤差電壓信號送至PWM比較器后,并不是像電壓模式那樣與振蕩電路產生的固定三角波電壓斜坡比較,而是與一個變化的其峰值代表輸出電感電流峰值的三角波或梯形尖角狀合成波形信號比較,然后得到PWM 脈沖關斷時刻。因此峰值電流控制不是用電壓誤差信號直接控制PWM 脈沖寬度,而是直接控制輸出側的電感電流大小,然后間接地控制PWM 脈沖寬度。又因電流控制型變換器在占空比大于0.5 時,存在開環不穩定性,進行斜坡補償后電源才能正常工作[10 ] 。然而在小電感紋波電流下斜坡補償也是十分必要的。因為電流型控制方式需要利用電感電流作為控制變量,所以希望電感電流是一個干凈的鋸齒波形。當電感電流上升斜率較小時,電流在導通期間變化小,對噪聲的敏感程度升高,尤其在開關管開通時刻,由于電流控制信號來自主電路,功率級電路中的諧振會給控制環帶來噪聲,特別是變壓器寄生電容和輸出二極管反向恢復電流產生的電流波形前沿尖峰,是很麻煩的噪聲源。而斜坡補償相當于增加了電流上升斜率,使電流在開通時間內變化量變大,因而起到了抑制干擾的作用,可以解決高壓小功率場合及輕載時的不穩現象。

加入斜坡補償的方法有兩種,一種是在誤差電壓處加入斜坡補償電壓,另一種是在采樣電壓處加入斜坡補償。補償斜坡可以由振蕩器獲得。兩種補償方法其結果是等效的,由于后者便于實現,故在文中采用。圖6 給出斜坡補償電路,電流控制芯片為UC3842。振蕩器鋸齒波電壓的峰峰值ΔVOSC經射極跟隨器后,再經R1 和R2 構成的分壓網絡,產生斜坡補償電壓疊加到電流反饋電壓上,實現斜坡補償。R1 和R2 的值決定了斜坡補償量。耦合電容C1 去掉了振蕩器電壓的直流分量,僅將交流分量耦合到R2 。電容C2 和R1 組成RC 濾波電路,抑制反饋電流上升沿瞬時脈沖的干擾。CT 和RS 是定時電容和電流檢測電阻。

5.實驗驗證

為驗證上述分析,設計了一個300V 輸入、15V輸出,采用峰值電流控制,工作于DCM 模式的反激變換器。變壓器采用GU18/11 ,原邊采用Ф0.1mm漆包線,共86 匝,副邊采用Ф0.4mm 漆包線,共7匝, 采用原-副-原的三明治繞法, 開關頻率為200kHz。

圖7 給出原邊電流波形,上通道為開關管S 的驅動波形,下通道為原邊電流波形。可見,變壓器較大分布電容的存在,引起很大的電流干擾,采用RC濾波很難濾除,輕載時變換器會出現不穩定現象。

多次改進變壓器繞制方法后,因高壓場合絕緣和繞線匝數多等因素的限制,分布電容仍相對較大,對干擾電流的抑制作用不明顯。于是通過外加斜坡補償來提高電路抗干擾能力。圖8 給出外加斜坡補償后的原邊采樣電流波形,以及原邊開關管漏源電壓波形及副邊電流波形。

對比圖7 和圖8 可見,在高頻高壓場合,分布電容會引起原邊電流較大尖峰,不利于閉環控制,在輕載時,會引起變換器不穩定工作。合理地控制分布電容并通過外加斜坡補償來提高電路的抗干擾性能,效果明顯,從而驗證了文中分析。

6.小結

隨著反激變換器開關頻率的進一步提高,分布電容對整機工作的影響已不容忽視。特別是在高頻高壓場合,因輸入電壓較高,匝間電容儲能的增加會明顯影響電源的穩壓精度、穩定性及整體效率。本文對變壓器分布電容對電路的影響進行了透徹分析,給出了變壓器模型,繼而詳細分析了分布電容對電路工作產生的影響,歸納出有意義的結論,并基于以上研究,提出控制寄生參數的工程方法,并通過實驗驗證了文中分析的正確性及抑制方法的實用性。